在比较反转触发器(TFF)的各种结构的基础上,给出了一种单时钟信号控制实现超高速分频的电路结构,以及具体设计过程。
在比较反转触发器(TFF)的各种结构的基础上,给出了一种单时钟信号控制实现超高速分频的电路结构,以及具体设计过程。分频器使用动态负载,输出两路互补信号。采用SMIC 0.18um 1P6M CMOS工艺,在电源电压为1.8 V的情况下,仿真实现了工作速度10 GHz(可工作频率范围为1~13.5 GHz)、功耗仅为3.1 mW的二分频器,可用于超高速锁相环、时钟数据恢复设计中。
0. 引言
分频电路在频率合成、光纤通信、无线通信等系统中有着广泛应用。在高速通讯系统中， 当数据传输速率达到或超过10GB/s时，传统的实现方法是采用双极性硅、GaAs、InP等工艺 实现[2]，但由于其较高的电压和电流，其功耗也相对较大。随着CMOS工艺向深亚微米发展， 其低功耗、高集成度、低价位、高性能的优势使CMOS工艺日益成为业界主流工艺，提高CMOS 工艺分频器的工作速度，成为设计的一个热点[3]。高速分频电路一般有三种电路结构：基于 TFF(Toggle Flip-Flip) 的分频器，注入锁定分频器和再生分频器。注入锁定分频器输出时 钟稳定，用于对输出时钟要求较高的场合，利用注入锁定分频系统可以实线非常高速的分频 设计[4]，但这种分频器一般锁定范围很窄，且结构复杂，功耗偏大；再生分频器在高频时具 有更高的锁定范围，但需要使用很多无源器件，占用芯片面积很大，且不利于电路匹配。
基于TFF的CMOS分频电路主要有以下几种：源极耦合逻辑（SCFL）电路，通常，超高速 分频器采用SCFL逻辑实现的居多[5]，这种结构逻辑可以工作在输入信号摆幅比较低的情况 下，因此电路速度较快，但这种结构层次较多，不适合低电源电压下的超高速分频器设计； 针对SCFL在低电源电压下存在的问题，文献[5]提出了伪差分逻辑电路，这样低电源电压下 电压分配的问题得到了缓解，但是需要完全互补的时钟信号来确保锁存器的正常工作，在高 速通信中，电路的测试条件很难满足；文献[6]根据负载电阻是锁存器速度的一个关键因素 提出了差动动态负载逻辑电路结构，电源电压1.8V时，采用标准0.25μm CMOS工艺，最高工 作频率超过16GHz，功耗约为3mW，由此看出，动态负载确实可以提高电路速度，输出信号幅 度也足够大，但是差分时钟信号的相同直流偏置不易选择，有文献提出采用不同的直流偏置，但都会引入其它的问题；文献[7]提出了单时钟信号控制的动态锁存逻辑结构，有效解决了 直流偏置问题，本文采取此结构实现了超高速分频，并且给出了具体分析设计过程。
1. 分频电路原理与设计
基于TFF的分频器一般使用电流模式逻辑(CML)，可获得很大的工作频率范围，且通常由 两个相同的互相耦合的锁存器构成，图1给出了分频器的结构，由两个CML D锁存器组成。锁 存器2的输出反馈至锁存器1的输入，当时钟为低电平时，锁存器1工作在采样模式，锁存器2 工作在锁存模式；时钟为高时，锁存器1工作在锁存模式，锁存器2工作在采样模式。因此， D触发器输出数据变化发生在时钟变化边沿，且每两个时钟周期，数据只发生一次跳变，从 而实现了二分频。
图2为动态CML D锁存器电路结构，采样部分由Mn0、Mn1、Mn2组成，Mn3、Mn4组成 的正反馈锁存逻辑电平。电路具有以下特点：
采用PMOS 作为动态负载，可实现不同负载的有效控制，在DFF 的采样状态，PMOS 负载 晶体管工作在线性区，其打开电阻非常小，较小的RC 时间常数使得NMOS 对(Mn1,Mn2)能够 以较快的速度感应D / D 输入数据的变化，正反馈连接的NMOS 对(Mn3,Mn4)进一步加速状态 的转换；维持状态，PMOS 负载晶体管关断，产生较大的RC 延时，正反馈连接的NMOS 对 (Mn3,Mn4)保持DFF 的输出数据。
电路由单时钟控制，时钟分别加在PMOS 管的栅极和NMOS 管的源极，通过使用共栅极组 态，输入时钟信号CK 的直流偏置可以同时对PMOS 负载和NMOS 开关进行优化。这个技术能 使锁存器工作在更高的频率上。同时共栅连接的NMOS(Mn0)允许其稳定的工作在较低的电源 电压下[6]，适当调节，可达到零阈值电压。
开关管MN0 的导通和关断是锁存器工作在采样和保持模式的条件，因此要使锁存器正常 工作，MN0 不能始终导通。这样，比之于一直导通的电流源，该锁存器的功耗明显降低。
2．设计过程
2．1 D 锁存器延时分析
2．2 D 锁存器具体设计步骤
首先，根据所要求的参数，如速度、摆幅、电压、电流、负载等等确定电路具体结构， 本文中根据速度和功耗的要求，以及前面对各结构的分析，采用动态负载结构。
其次，根据所采用的工艺，提取所需要的晶体管基本参数，根据（2）、（3）式，当输 入信号速度达到10GB/s，结合需要达到的参数要求，选择合适的便置电流Is。
第三，进行静态工作点分析，CK 输入为低电平时，MN0 导通，同时MP1、MP2 工作 在线性区；而CK 为高时，Mn0 关断，Mp1 和Mp2 工作在截止区；可得到：
由式（6）、（7）可确定CK 的直流工作范围，而式（4）、（5）可确定偏置电压的大小范围。 第四，根据以上计算的静态电流和电压偏置等数值，结合提取的工艺参数，估算各晶 体管的宽长比。
第五，在静态工作点正确的情况下，将锁存器接成分频器结构，并进行瞬态分析，使 分频器自由振荡，测算分频器自由振荡时的输出频率，如果要求分频器正常工作时输入的时 钟频率为f，则认为分频器自由振荡的输出频率为f/2 最佳。
静态工作点需要根据系统的实际情况，通过仿真进行调整，而重复以上第二到第五步 骤的过程。此外，锁存器中决定其工作速度的因素有：Q 、Q 两节点的电容，输出电压摆幅 和充、放电电流。为提高电路速度，电路设过程中要尽量减小Q 、Q 两节点的电容，增大充、 放电电流，而对输出电压摆幅的要求要从两方面考虑，输出电压摆幅过大，充、放电过程持续时间会增加，输出电压摆幅过小，则无法驱动后续电路。因此，要合理设计输出电压摆幅。
3 仿真结果
文采用SMIC 0.18ｕm 1P6M CMOS 工艺，使用Cadence 公司的Spectre 仿真器，对电 路进行了各种情况仿真。本文对分频电路在室温下对不同的工艺角进行了仿真，仿真结果显 示，在Typical NMOS 和Typical PMOS 下，分频器最高可以工作在13.5GHz，在快NMOS 和快PMOS 下，分频器可以达到14GHz 以上频率。10GHz 时钟下的输入输出信号波形如图 4 所示，其中，Vin1为输入时钟信号，OUT 为输出信号。调试参数为：VCLK-=0V,VCLK+=1.5V, T=100ps， Vbias=1.2V. Wmp1、Wmp2=5.5u，Wmn1、Wmn2=4.4u，Wmn3、Wmn4=2.2u,Wmn0=16u， L=0.18u。
图4 波形中可以看出，信号在两级锁存器间传递时，由于信号的突变，而引起毛刺，在 信号输出端加上缓冲电路，可以淹没这种影响，其波形输出如图5 所示，由图可知分频器很 好实现了两路正交输出信号，正确实现了二分频，输出摆幅也满足设计要求。
表1 给出本文中电路功耗和文献[3-6]所用电路功耗。可以看出，本文电路设计功耗相对 较低。
4 结论
本文采用SMIC 0.18ｕm 1P6M CMOS 工艺，单时钟信号控制的动态锁存逻辑结构，在 电源电压为1.8 V 的情况下，仿真实现了一个10 GHz(可工作频率范围为1～13.5 GHz)、功 耗仅为3.1 mW 的分频器。该电路结构简单、功耗低，可用于光纤通讯、雷达、测量等系统 中，具有较广泛的应用前景。
本文作者创新点：文章详细介绍了二分频电路的设计过程和分析方法，采用SMIC 0.18ｕm 1P6M CMOS 工艺，仿真实现了频带宽、功耗低的超高速二分频电路，可广泛用于超高频率 条件下锁相环、时钟数据恢复电路。
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